大家都知道，行输出级是工作在大功率开关状态，其激励脉冲的幅度便也显的至关重要。自动扫描彩显中行频覆盖范围达 低行频的三倍以上，在此范围内，要使功率开关管工作于理想开关状态绝非易事。影响激励脉冲幅度的因素，除行推动管的开关特性外，行推动变压器的电感分布参数至关重要。所以，彩显的行输出驱动电路中往往加入负载阻抗频率特性校正电路，同时在行输出级中加入电流负反馈电路，平衡不同行频时的激励脉冲。这两种电路在彩显出厂前一般已调整在较为理想状态，当维修中更换行输出管后，行输出级的激励脉冲状态也发生较大的变化。大功率管由于其工艺原因，同型号产品间放大系数hfe值允许变动较大。（大家注意，这才是行管没有通杀的主要原因，我实测常用的C5411的放大倍数为3，而C5449的放大倍数为24，我用C5449代换C5411，即使只在DOS状态下，在不到10分钟的时间内行管已严重过热，13分钟后行管损坏。）因此，更换行输出管后必须调整激励脉冲状态，否则损耗增大，温升在所难免。

　　现将目前彩显中常用的平衡驱动电路集中画在下图中，该图中#*括了四种不同的平衡电路模式：

“A”点电路是在原有行推动脉冲尖峰吸收电路的基础上改变元件数值，使之有吸收尖峰效果的同时，还具有负载阻抗平衡作用。在普通VGA彩显或电视的行推动电路中都接有C2和R4，用以吸收脉冲尖峰，该尖峰通常是行推动管截止瞬间行推动变压器初级的漏感形成的感应电势，其脉宽远比行脉冲窄，因而在吸收尖峰脉冲电路中，C2的值通常在2200PF以下，取决于调试过程中视行推动级的尖峰幅度。但在自动扫描彩显中，行频升高时，行推动变压器T初级感抗增大，使驱动脉冲幅度升高，此时C2　R4组成“茹贝尔”电路，C2的值可增大到0.047UF，R4减小到10－22欧，随着频率升高，R4　C2阻抗降低，平衡了T感抗的增大。

“B”点电路是在行输出管的发射级接入电流负反馈，提高行输出管的输入阻抗。当负反馈系数一定时，输入驱动脉冲电压越高，负反馈电压越高，驱动电压降低，负反馈电压随之减小，以此使高，低行频时驱动脉冲状态趋于平衡。由于行输出级电流极大，实际在行推动变压器中此负反馈绕组只有1－2匝。

“C”点为电阻平衡频率特性电路是。在行推动变压器次级接入低阻值电阻R7（一般为15－33欧），有助于行推动变压器输出阻抗的平衡。次级输出阻抗为次级感抗和R7的并联值，因R7较小，使次级感抗的变化对次级总阻抗影响减小。但该电路若原电路中R7阻值为1K以上者，当减小R7时，会使行频驱动脉冲幅度同时降低，从而导致行输出管在低行频VGA状态欠激励。故R7阻值的变动不宜与原值差距过大。与R7阻值相关的还有R6，因为C4　R6构成行输出管导通加速电路，进入驱动脉冲的平顶区，由R6与R7的“分压比”决定行输出管的驱动脉冲幅度。同时，R6和D1又构成行输出管截止加速电路（记的前一阵有朋友问这一部分阻容元件的作用，兼作回答吧），所以在无示波器的条件下难以精确调整R6，故不能采用改变R6阻值的方式以迁就R7的设定值。可以认为，电阻的阻值与频率无关，此点即形成R7阻值不同，不仅影响高行频，而且低行频下随R7减小也会降低输出电压，只不过是通过整体的电平降低，减小行频不同时的输出脉冲幅度差距。为了避免低行频时欠激励，有的彩显中R7取值较大（1－10K），R7仅用于校正频率特性，而采用并联二极管D1的RC电路，加快截止速度。

“D”点电路中R7采用10K左右电阻，它只构成行输出管Q2基射的直流通路，另外在Q2基极与地之间接入C5　R8组成“茹贝尔”电路，平衡T次级输出阻抗和脉冲幅度。其原理和C2　R4完全相同，由于T一般为降压型，所以R8的值比R4更小，C5的值必须比C2更大。实用中C5可以大到0.33UF，R8减小为2.2－33欧。

上述A　B　C　D　四种平衡电路，有的彩显只采用其中之一，也有的彩显采用两种以上的平衡电路。

另外，特别提醒修惯彩电的朋友，不要以行激励管集电极的电压值正确与否作为判别行激励是否正常的依据。这种方法在彩电中是非常实用的，如果行激励管集电极的电容失效，就会使该点的电压有所升高。而在彩显中这点的变化是不明显的。正确的测量方法是测行管基极的负压值。举例说明，前几天修一台WEIYI17寸彩显，查为行管C5411损坏，更换后正常，但使用不到半月，该管再次损坏。查行管基极电压为－0.36伏，行激励管集电极电压为11伏，而正常机行管基极为－0.47伏，行激励管集电极电压相同。更换行激励管集电极的一个47UF　50伏的电容后，行管基极电压便恢复到了－0.47伏，交用户已3月仍在正常使用。